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-- 發布時間：2010-12-8 9:40:59
-- 簡單的FF介紹
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一 簡單FF ，
今天心情莫名奇妙的失落，希望越大，失望越大 二、功率回退法的設計依據與實現 在輸入等幅雙頻信號的情況下，采用冪級數分析［1］，功率放大器在1 dB壓縮點的互調系數為20lgIM3（dBc）=-23.75dBc。進一步分析可以發現任意輸入功率的三階互調系數滿足公式：  （1） 從公式（1）可以看出，輸入功率如果從Pin（1dB）回退1dB，則IM3可以改善2dB，因此選擇Pin（1dB）比較大的管子，而使輸入功率使用在遠小于1 dB壓縮點的電平上，是功率回退法的主要設計依據。 本功率放大器用于W-CDMA基站，工作頻率為2.14 GHz，輸出功率40dBm，增益為40dB。 根據功率回退法的要求，功放的每一級都應選用比實際使用功率大8 dB以上的管子，根據增益的要求，我們采用四級級聯放大的方案，實際框圖如圖1所示。
用功率回退法設計的主功放，由于功率利用率低，同時當功率回退到一定程度，即IM3達到-40 dBc左右時，繼續回退不能再改善其線性度，因此必須采用其他方法來提高線性度。 通過與預失真法相比較，采用前饋法是提高本功放線性度較有效的方法。下面介紹前饋法的電路設計和調試方法。前饋法的電路原理框圖［2，3］和頻譜圖如圖3所示。
為了進行正確的電路設計和尋找調試依據，對環路1和環路2在理想情況下抵消效果分析是必要的［4］。 設輸入信號為Vin(t)，采用二等分功率分配器將信號平分為2部分，則主功率放大器的輸出信號為 
其中gM、τM為主功率放大器的增益與時延, Vd(t)為主功放引入的非線性失真信號。主功放輸出信號經過耦合器1后達到相減器的信號為 
其中l1和τ1分別為功分器到相減器的損耗和時延。 相減結果為 
若要實現原始信號完全抵消，只留誤差信號，即Verr(t)=c1Vd(t)，必須滿足以下條件： 
即要求上下信道延時相同，主功放的增益和耦合器的耦合度與下面信道的衰減相同。 同理可分析第二環路，得到總的輸出信號為 
其中gE、τE為誤差放大器的增益和時延，τ2、l2為上面支路的損耗和時延，α1為耦合器1的損耗,c2為耦合器2的耦合系數。 根據理論分析，可得到設計前饋功放系統框圖和各部件的指標如圖4所示。
從圖中看出主信號的抵消效果比理想情況差，分析原因有如下2點： （1） 環路的上下通道衰減不可能調至理想的一致： （2） 理論分析是在單頻下進行，實際調試時必須采用雙頻信號，這就導致了某一頻率完全抵消，另一頻率抵消效果差，兼顧兩頻率時相位不可能達到與理想一致。
由于前饋方案中，兩定向耦合器的耦合度為18 dB，功率合成器的衰減為3 dB，第一環路衰減器的衰減器量為22 dB,所以誤差放大器的總增益為：18+22+3+18=61 dB。為達到高的線性度，我們采用功率回退法設計此放大器［5］。分兩單元來實現，第一單元為低噪聲放大器，用兩級Agilent公司的HBFP-0420三極晶體管，總增益為30 dB，Pout（1 dB）為12 dBm。第二單元采用主功放的前三級來實現功率放大。根據理論分析和實測，本放大器在輸出18 dBm時的三階交調達52 dBc以上，滿足系統的要求。第二環的調試與第一環相似。反復調整上下兩通道的電長度，調節移相器和可調衰減器，再配合第一環移相器和可調衰減器的微調，以達到誤差信號的充分抵消，最后得到系統的輸出頻譜如圖6。
經過精心的設計和調試，2.14 GHz高線性功率放大器達到了在輸出功率10 W情況下，三階交調系數優于51 dBc。利用功率回退法設計的主功放三階交調系數為41 dBc,而利用簡單的雙環抵消前饋法使主功放的三階交調系數改善了10 dBc以上，說明了此方案的設計和調試是成功的。此方法也為采用多種措施提高微波功率放大器線性度提供了實踐經驗。 | |
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